Finally, the two-inductor, two-swit

Finally, the two-inductor, two-switch circuit shown in Fig. 1
that is described in [6]–[10] exhibits some interesting properties.
Specifically, the main feature of this circuit is that the voltage
stress of each switch is one half the voltage stress of the switches
in the single-inductor implementation in [5]. In addition, the
input current is distributed evenly through the two boost inductors
so that the current ripple in the output capacitor is smaller
than in the single-inductor implementation. However, the major
limitation of the two-inductor circuit in Fig. 1 is its inability to
regulate the load in a wide range with constant-frequency control.
To facilitate the explanation of this limitation, Fig. 2 shows
key waveforms of the circuit in Fig. 1. As can be seen from
Fig. 2, current in inductor increases during the entire
on time of switch and decreases during the entire off time of
switch . Similarly, current in inductor increases during
the on time of switch and decreases during its off time. As
a result, even when the effective converter duty cycle D, which
is defined as the ratio of the overlapping conduction time of the
two switches to half of their switching period, is reduced to zero,
the inductors continue to store energy since switches and
are conducting for half of switching period . To reduce the
stored energy and extend the load regulation range, it is necessary
to shorten the conduction time of the switches. This can
be accomplished by increasing the switching frequency. Therefore,
the circuit in Fig. 1 requires variable-frequency control to
maintain the output voltage regulation in a wide load range.
In this paper, a new two-inductor, two-switch boost converter
topology that can achieve output-voltage regulation from full
load to no load in a wide input-voltage range using constant-frequency
control is introduced. This topology employs an auxiliary
transformer with a unity turns ratio to couple the current
paths of the two boost inductors so that both inductors conduct
identical currents. Due to this current-mirror effect of the auxiliary
transformer, no energy is stored in the inductors when there
is no overlapping of conduction times of the two switches, i.e.,

ผลลัพธ์ (ไทย) 1:

ในที่สุด มือสอง สองสวิตช์วงจรแสดงใน Fig. 1ที่อธิบายไว้ใน [6] - [10] จัดแสดงคุณสมบัติบางอย่างที่น่าสนใจโดยเฉพาะ คุณสมบัติหลักของวงจรนี้คือแรงดันไฟฟ้าความเครียดของสวิตช์แต่ละเป็นครึ่งแรงเครียดของสวิทช์ในการใช้งานมือเดียวใน [5] แห่งป้อนข้อมูลปัจจุบันจะกระจายเท่า ๆ กันผ่านประเทศที่สองเพิ่มเพื่อให้ระลอกคลื่นปัจจุบันในตัวเก็บประจุแสดงผลมีขนาดเล็กกว่าในการใช้งานมือเดียว อย่างไรก็ตาม หลักการข้อจำกัดของวงจรสองมือใน Fig. 1 คือ มันไม่สามารถควบคุมโหลดในช่วงกว้างความถี่คงที่ควบคุมช่วยอธิบายข้อจำกัดนี้ Fig. 2 แสดงwaveforms คีย์ของวงจรใน Fig. 1 สามารถเห็นได้จากFig. 2 ปัจจุบันในมือเพิ่มขึ้นในช่วงทั้งหมดเวลาสลับและลดลงในระหว่างทั้งหมดปิดเวลาสลับ ในทำนองเดียวกัน ปัจจุบันในมือเพิ่มขึ้นในระหว่างเวลาเปิดสวิตช์และลดลงในระหว่างเวลาปิด เป็นผล แม้ภาษีมีประสิทธิภาพแปลงรอบ D ซึ่งกำหนดเป็นอัตราส่วนของเวลานำทับซ้อนกันของการสวิตช์สองครึ่งหนึ่งของระยะเวลาการเปลี่ยน จะลดลงเป็นศูนย์ประเทศที่ยังเก็บพลังงานตั้งแต่สวิตช์ และทำครึ่งหนึ่งของการเปลี่ยนรอบระยะเวลา เพื่อลดการเก็บพลังงาน และขยายช่วงการควบคุมโหลด จำเป็นย่นเวลานำของสวิทช์ นี้สามารถดำเนินการ โดยเพิ่มความถี่ในการสลับ ดังนั้นวงจรใน Fig. 1 ต้องควบคุมตัวแปรความถี่รักษาดันผลผลิตในช่วงโหลดมากมายในเอกสารนี้ ตัวแปลง มือสอง สลับสองเพิ่มใหม่โทโพโลยีที่สามารถบรรลุผลผลิตดันจากเต็มโหลดไปไม่โหลดในช่วงกว้างป้อนแรงดันไฟฟ้าโดยใช้ความถี่คงที่ควบคุมแนะนำ โทโพโลยีนี้ใช้เสริมการหม้อแปลง มีความสามัคคีเป็นอัตราปัจจุบันของคู่บ่าวสาวเส้นทางที่สองเพิ่มประเทศให้ประเทศทั้งสองดำเนินกระแสเหมือนกัน เนื่องจากลักษณะพิเศษของการเสริมกระจกปัจจุบันนี้หม้อแปลงไฟฟ้า พลังงานไม่อยู่ในประเทศที่เมื่อมีจะไม่ซ้อนทับกันของเวลานำสวิตช์สอง เช่น

ผลลัพธ์ (ไทย) 2:

ในที่สุดทั้งสองเหนี่ยวนำ, วงจรสองสวิทช์ที่แสดงในรูป 1
ที่อธิบายไว้ใน [6] - [10] แสดงคุณสมบัติที่น่าสนใจบาง. โดยเฉพาะคุณสมบัติหลักของวงจรนี้คือแรงดันความเครียดของแต่ละสวิทช์เป็นครึ่งหนึ่งความเครียดแรงดันไฟฟ้าของสวิทช์ในการดำเนินการเหนี่ยวนำเดี่ยวใน[ 5] นอกจากนี้การป้อนข้อมูลปัจจุบันจะกระจายผ่านสอง inductors เพิ่มเพื่อให้กระเพื่อมในปัจจุบันในการเก็บประจุที่ส่งออกมีขนาดเล็กกว่าในการดำเนินการเหนี่ยวนำเดี่ยว อย่างไรก็ตามที่สำคัญข้อ จำกัด ของวงจรสองเหนี่ยวนำในรูป 1 คือไม่สามารถที่จะควบคุมการโหลดในช่วงกว้างที่มีการควบคุมอย่างต่อเนื่องความถี่. เพื่ออำนวยความสะดวกคำอธิบายข้อ จำกัด นี้รูป 2 แสดงรูปคลื่นที่สำคัญของวงจรในรูป 1. ในฐานะที่สามารถเห็นได้จากรูป 2 ในปัจจุบันเพิ่มขึ้นในระหว่างการเหนี่ยวนำทั้งในเวลาของการเปลี่ยนและลดลงในช่วงเวลาปิดทั้งหมดของสวิทช์ ในทำนองเดียวกันในปัจจุบันเพิ่มขึ้นในระหว่างการเหนี่ยวนำในเวลาของการเปลี่ยนและลดลงในช่วงเวลาของมันออก ในฐานะที่เป็นผลให้แม้ในขณะที่มีประสิทธิภาพรอบหน้าที่แปลง D ซึ่งถูกกำหนดให้เป็นอัตราส่วนของเวลาการนำทับซ้อนกันของสองสวิทช์ถึงครึ่งหนึ่งของระยะเวลาการเปลี่ยนของพวกเขาจะลดลงไปอยู่ที่ศูนย์เหนี่ยวนำยังคงเก็บพลังงานตั้งแต่สวิทช์และมีการดำเนินการสำหรับครึ่งหนึ่งของระยะเวลาการเปลี่ยน เพื่อลดพลังงานที่เก็บไว้และขยายขอบเขตการควบคุมความเร็วในการโหลดมันเป็นสิ่งจำเป็นเพื่อลดระยะเวลาการนำสวิทช์ที่ นี้สามารถทำได้โดยการเพิ่มความถี่ในการเปลี่ยน ดังนั้นวงจรในรูป 1 ต้องมีการควบคุมตัวแปรความถี่ที่จะรักษาแรงดันไฟฟ้าที่ส่งออกในช่วงโหลดกว้าง. ในกระดาษนี้ใหม่สองตัวเหนี่ยวนำ, สองสวิทช์เพิ่มแปลงโครงสร้างที่สามารถบรรลุการควบคุมเอาท์พุทแรงดันจากเต็มโหลดโหลดไม่กว้างช่วงเข้าใช้แรงดันคงที่ความถี่ของการควบคุมเป็นที่รู้จัก โครงสร้างนี้มีพนักงานช่วยหม้อแปลงที่มีความสามัคคีเปลี่ยนอัตราส่วนคู่ปัจจุบันเส้นทางของทั้งสองinductors เพิ่มเพื่อให้ทั้งสองดำเนินการเหนี่ยวนำกระแสเหมือนกัน เนื่องจากนี้มีผลบังคับใช้ในปัจจุบันกระจกของเสริมหม้อแปลงพลังงานไม่ถูกเก็บไว้ในตัวเหนี่ยวนำเมื่อมีไม่ทับซ้อนกันครั้งการนำของทั้งสองสวิทช์คือ

ผลลัพธ์ (ไทย) 3:

ในที่สุด สองทาง สองสลับวงจรที่แสดงในรูปที่ 1
ที่อธิบายไว้ใน [ 6 ] - [ 10 ] แสดงคุณสมบัติบางอย่างที่น่าสนใจ
โดยเฉพาะ คุณสมบัติหลักของวงจรนี้คือ แรงดัน
ความเครียดของแต่ละสวิตช์เป็นหนึ่งครึ่งของสวิตช์แรงดัน ความเครียดในการเหนี่ยว
เดียวใน [ 5 ] นอกจากนี้ กระแสอินพุตจะกระจาย

เพิ่ม inductors ผ่านสองเพื่อที่ระลอกปัจจุบันในการส่งออกตัวเก็บประจุมีขนาดเล็กกว่าในการเหนี่ยว
โสด อย่างไรก็ตาม ข้อจำกัดที่สำคัญของทั้งสองเหนี่ยว
วงจรในรูปที่ 1 จะไม่สามารถที่จะ
ควบคุมโหลดในช่วงกว้างที่มีการควบคุมความถี่คงที่
เพื่อความสะดวกในคำอธิบายของข้อ จำกัด นี้ รูปที่ 2 แสดง
3 หลักของวงจรในรูปที่ 1 ดังจะเห็นได้จาก
รูปที่ 2ปัจจุบันในการเพิ่มขึ้นตลอดทั้ง
เวลาของสวิตช์และลดลงตลอดทั้งเวลาปิดของ
สลับ ในทํานองเดียวกัน ปัจจุบันในการเพิ่มช่วง
ในเวลาของสวิตช์และลดลงในช่วงปิดเวลา โดย
ผล แม้มีประสิทธิภาพแปลงหน้าที่วงจร D ซึ่ง
หมายถึง อัตราส่วนของการเหลื่อมเวลาของ
สองสวิทช์ไปครึ่งหนึ่งของการระยะเวลาจะลดลงถึงศูนย์
inductors ยังคงเก็บพลังงานตั้งแต่สวิทช์และ
กำลังดำเนินการครึ่งเปลี่ยนช่วงเวลา ลด
เก็บไว้พลังงานและขยายขอบเขตระเบียบโหลด มันเป็นสิ่งจำเป็นเพื่อลดการนำความร้อน
เวลาของสวิตช์ นี้สามารถ
ได้โดยเพิ่มการเปลี่ยนความถี่ ดังนั้น
วงจรในฟิค1 ต้องมีการควบคุม variable-frequency

รักษาแรงดันออกระเบียบในการโหลดที่หลากหลาย
บทความนี้ใหม่ 2 ทาง สองสวิตช์เพิ่มแปลง
แบบที่สามารถบรรลุการควบคุมแรงดัน output จากโหลดเต็ม
จะไม่โหลดในช่วงกว้าง ใช้แรงดันควบคุมความถี่
คงเป็นที่รู้จัก โครงสร้างนี้มีพนักงานผู้ช่วย
หม้อแปลงกับความสามัคคีเปลี่ยนอัตราส่วนคู่เส้นทางปัจจุบัน
ของทั้งสองเพิ่ม inductors ดังนั้นทั้ง inductors ความประพฤติ
กระแสเหมือนกัน เนื่องจากผลกระจกนี้กระแสของหม้อแปลงเสริม
ไม่มีพลังงานจะถูกเก็บไว้ใน inductors เมื่อมี
ไม่ซ้อนการสวิตช์ทั้งสองครั้ง ได้แก่