In this work, a hardware efficienta

In this work, a hardware efficientalgorithm for sequential in-phase (I) and quadrature (Q) imbalance (IQ imbalance) and carrier frequency offset (CFO) compensation under chromatic dispersion (CD) and phase noise (PN) environment is proposed. Two identical orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols, which are namely training sequences (TSs), are used to acquire CFO and IQ imbalance coefficients.The CFO is obtained by calculating phase differences between the two TSs. To achieve the image frequency interference factors which are caused by an IQ imbalance effect, each symbol of the TS is modulated on only a half of all the subcarriers while the remaining subcarriers are modulated with zeros. By doing this, the IQ imbalance coefficientsare directly estimated without recursive calculation requirements. This brings a low complexity to implementation in hardware. The performances of the modeling system are evaluated by a numerical simulation method where the error vector magnitude (EVM), the bit error ratio (BER), and the mean square error (MSE) quantities are used as performance indicators. The numerical simulation results are showed that the performance of the modeling system is enormously improved even when highly dispersive channels and phase noise are considered.
offset (CFO) and phase noise (PN), respectively. This paper considers all of those offsets; however, only amplitude and phase imbalance in the presence of CFO are focused under chromatic dispersion and PN. In practical, the imperfection of modulator and demodulator equipment generates in-phase (I) and quadrature (Q) imbalance (IQ imbalance). However, the impact can be characterized into two main issues. One is the phase miss matched where the phase imbalance of the transmitter comes from the Mach-Zehnder modulator (MZM) when I and Q components do not have a phase difference of 90° for transmitting information signal. Second, the amplitude imbalance comes from imperfect of digital-to-analog conversion (DAC) or similar effects. Several methods and techniques had been proposed by many institutes. For example, a hybrid frequency-time domain compensation has been proposed by (3-4) for compensation of IQ imbalance channel effects. Transmitting two identical training symbol (TS) sequences are used to learn the IQ imbalance coefficients. However, this is very complex to implement in hardware at large fast Furrier transforms (FFT) and the TS can only estimate for IQ imbalance and not for CFO. Chung and et al. (5) had been presented a method for compensating quadrature imbalance by using the Gram-Schmidt orthogonalization procedure (GSOP). This shows the disadvantage that the minimum of 1000 received sampling signals are needed for averaging in I and Q, which leads to long delays and long calculations. Recently, Nguyen and et al. (6) had been proposed IQ imbalance compensation by estimating signal to noise ratio (SNR) of the received signal where the received phase is adjusted. If the tuning phase is matched, IQ imbalance is cancelled. Consequently, the SNR will be reached to peak. However, the range of the phase tuning is limited to only−π/4:π/4In this paper, an efficient low- complexity algorithm to estimate and compensate for IQ imbalance and CFO by using two training sequences (TS) is proposed. The TS is used to learn the coefficients of those two impacts. In addition, since the image frequency interference due to the IQ imbalance is appeared on the opposite frequency on each other; therefore, to determine the IQ imbalance coefficient and CFO, each one modulates on only one half of the subcarriers. The rest is modulated by zeros. Obviously, the proposed method is calculated faster than the GSOP and can be estimated for both IQ imbalance and CFO because the data which is used to estimate for that is only a half of FFT size. The TS is followed by many OFDM symbols, thereby completing the OFDM frame as shown in Figure 1.

ผลลัพธ์ (ไทย) 1:

ในงานนี้ efficientalgorithm ฮาร์ดแวร์ลภาค (Q) ความไม่สมดุล (สมดุล IQ) ตามลำดับในเฟส (I) และความถี่ในการขนส่งตรงข้ามค่าตอบแทน (ของ CFO) ภายใต้การกระจายตัวเครื่องตั้งสาย (ซีดี) และมีเสนอระบบเสียง (PN) ระยะ สองความถี่ orthogonal กันส่วนมัลติเพล็กซ์แบบ (OFDM) สัญลักษณ์ ซึ่งได้แก่ฝึกอบรมลำดับ (TSs), ใช้เพื่อซื้อสัมประสิทธิ์ความไม่สมดุลของ CFO และไอคิว ของ CFO ได้รับจากการคำนวณระยะความแตกต่างระหว่าง TSs สอง เพื่อให้บรรลุปัจจัยรบกวนความถี่ภาพที่เกิดจากการไม่สมดุลผล IQ แต่ละสัญลักษณ์ของ TS มีสันทัดบนเพียงครึ่งของทั้งหมด subcarriers ขณะ subcarriers เหลือจะสันทัดกับศูนย์ โดยการทำเช่นนี้ coefficientsare สมดุล IQ โดยตรงประเมินโดยไม่ต้องคำนวณซ้ำ นี้นำความซับซ้อนต่ำเพื่อใช้งานในฮาร์ดแวร์ ประสิทธิภาพของระบบการสร้างโมเดลจะประเมิน โดยวิธีจำลองที่ขนาดเวกเตอร์ข้อผิดพลาด (EVM), อัตราผิดพลาดบิต (BER), และปริมาณข้อผิดพลาด (MSE) ของค่าเฉลี่ยกำลังสองจะใช้เป็นตัวบ่งชี้ประสิทธิภาพ ผลการจำลองจะแสดงให้เห็นว่า ประสิทธิภาพของระบบโมเดลไปปรับแม้ช่อง dispersive สูงและเสียงรบกวนขั้นตอนพิจารณาออฟเซ็ต (บริหาร และเฟสเสียง (PN), ตามลำดับ กระดาษนี้พิจารณาปรับค่าเหล่านั้น ทั้งหมด อย่างไรก็ตาม เท่าคลื่นและเฟสไม่สมดุลในต่อหน้าของของ CFO จะเน้นกระจายตัวเครื่องตั้งสายและ PN ในทางปฏิบัติ imperfection ของ modulator demodulator อุปกรณ์สร้างในเฟส (I) และความไม่สมดุลลภาค (Q) (IQ ไม่สมดุล) อย่างไรก็ตาม สามารถลักษณะผลกระทบที่เป็นปัญหาหลักสอง คือเฟสนางสาวตรงที่สมดุลเฟสของสัญญาณที่มาจาก modulator เครื่อง Zehnder (MZM) เมื่อฉันและคอมโพเนนต์ Q ไม่มีความแตกต่างเฟสของ 90° สำหรับการส่งสัญญาณข้อมูล สอง ความไม่สมดุลของคลื่นมาจากความไม่สมบูรณ์ของแปลงดิจิตอลอนาล็อก (DAC) หรือลักษณะคล้ายกัน วิธีการและเทคนิคต่าง ๆ มีการเสนอ โดยหลายสถาบัน ตัวอย่าง ค่าตอบแทนในการโดเมนความถี่เวลาไฮบริได้รับการเสนอชื่อ โดย (3-4) ค่าตอบแทนของ IQ สมดุลช่องผล ส่งสองฝึกเหมือนสัญลักษณ์ (TS) จะใช้ลำดับการศึกษาสัมประสิทธิ์ความไม่สมดุลของ IQ อย่างไรก็ตาม นี้มีความซับซ้อนมากการใช้ฮาร์ดแวร์ที่แปลงใหญ่ Furrier อย่างรวดเร็ว (FFT) และ TS สามารถเฉพาะประเมิน IQ ความไม่สมดุล และไม่ของ CFO Chung และ et al. (5) มีการนำเสนอวิธีการชดเชยลภาคสมดุลโดยใช้กระบวนการ orthogonalization กรัมชมิดท์ (GSOP) นี้แสดงข้อเสียว่า ขั้นต่ำของการสุ่มตัวอย่าง 1000 รับสัญญาณจำเป็นสำหรับการหาค่าเฉลี่ยในฉันและ Q ซึ่งนำไปสู่ความล่าช้านานและการคำนวณความยาว ล่าสุด เหงียน et al. (6) มีการนำเสนอและ IQ ความไม่สมดุลของค่าตอบแทน โดยประมาณสัญญาณต่อสัญญาณรบกวน (SNR) ของสัญญาณได้รับที่มีการปรับปรุงขั้นตอนการรับ ถ้าจับคู่ขั้นตอนการปรับแต่ง ความไม่สมดุลของ IQ ถูกยกเลิก ดังนั้น โร้คจะมาถึงจะสูง อย่างไรก็ตาม ช่วงของการปรับแต่งระยะจำกัดอยู่ที่ only−π / 4:π / 4 ในกระดาษนี้ มีประสิทธิภาพต่ำความซับซ้อนของอัลกอริทึมการประเมิน และชดเชยความไม่สมดุลของ IQ และของ CFO โดยลำดับฝึกสอง (TS) มีการนำเสนอ TS จะใช้ในการศึกษาสัมประสิทธิ์ผลกระทบเหล่านี้สอง นอกจากนี้ เนื่องจากสัญญาณรบกวนความถี่ภาพเนื่องจากความไม่สมดุลของ IQ จะปรากฏในความถี่ที่ตรงกันข้ามกับแต่ละอื่น ๆ ดังนั้น กำหนดสัมประสิทธิ์ความไม่สมดุลของ IQ และของ CFO ละ modulates บนเพียงครึ่งหนึ่งของ subcarriers ที่ ส่วนเหลือเป็นสันทัด โดยศูนย์ อย่างชัดเจน วิธีการนำเสนอที่คำนวณได้เร็วกว่า GSOP และสามารถประเมิน IQ ความไม่สมดุลและของ CFO เนื่องจากข้อมูลที่ใช้ในการประเมินว่า เท่าครึ่งของ FFT ขนาด TS จะตาม ด้วยใน OFDM สัญลักษณ์ จึงทำเฟรม OFDM ดังแสดงในรูปที่ 1

ผลลัพธ์ (ไทย) 2:

ในงานนี้ efficientalgorithm ฮาร์ดแวร์สำหรับลำดับในขั้นตอน (I) และการสร้างพื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัส (Q) ความไม่สมดุล (ความไม่สมดุล IQ) และความถี่ชดเชย (CFO) ค่าตอบแทนภายใต้การกระจายตัวของสี (CD) และเสียงรบกวนเฟส (PN) จะเสนอสภาพแวดล้อม สองมัลติแบ่งความถี่มุมฉากเหมือนกัน (OFDM) สัญลักษณ์ที่ได้รับการฝึกอบรมคือลำดับ (TSs) จะใช้ในการรับ CFO และความไม่สมดุล IQ coefficients.The ซีเอฟโอจะได้รับโดยการคำนวณความแตกต่างของระยะระหว่างสอง TSs เพื่อให้บรรลุถึงปัจจัยรบกวนความถี่ภาพที่เกิดจากผลกระทบความไม่สมดุลของไอคิวสัญลักษณ์ของ TS แต่ละคนจะปรับเพียงครึ่งหนึ่งของ subcarriers ทั้งหมดในขณะที่ subcarriers ที่เหลือจะถูกปรับด้วยศูนย์ โดยทำเช่นนี้ความไม่สมดุลของไอคิว coefficientsare ประมาณโดยตรงโดยไม่ต้องการการคำนวณ recursive วิธีนี้จะทำให้ความซับซ้อนในการดำเนินการที่ต่ำในฮาร์ดแวร์ การแสดงของระบบการสร้างแบบจำลองที่มีการประเมินโดยวิธีการจำลองเชิงตัวเลขที่สำคัญเวกเตอร์ข้อผิดพลาด (EVM) อัตราความผิดพลาดบิต (เบอร์) และค่าเฉลี่ยความคลาดเคลื่อนกำลังสอง (MSE) ปริมาณที่ใช้เป็นตัวชี้วัดประสิทธิภาพ ผลการจำลองเชิงตัวเลขจะแสดงให้เห็นว่าประสิทธิภาพของระบบการสร้างแบบจำลองที่มีการปรับตัวดีขึ้นอย่างมากแม้ในขณะที่ช่องทางกระจายเสียงสูงและขั้นตอนการได้รับการพิจารณา.
ชดเชย (CFO) และเสียงรบกวนเฟส (PN) ตามลำดับ กระดาษนี้จะพิจารณาทุกชดเชยเหล่านั้น แต่ความกว้างเพียงและเฟสไม่สมดุลในการปรากฏตัวของซีอีโอจะเน้นภายใต้การกระจายตัวของสีและ PN ในทางปฏิบัติความไม่สมบูรณ์ของโมดูเลเตอร์และอุปกรณ์ที่ demodulator สร้างในเฟส (I) และการสร้างพื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัส (Q) ความไม่สมดุล (ความไม่สมดุล IQ) อย่างไรก็ตามผลกระทบสามารถจะมีลักษณะเป็นสองประเด็นหลัก หนึ่งคือเฟสพลาดตรงที่ไม่สมดุลขั้นตอนของการส่งสัญญาณมาจากโมดูเลเตอร์ Mach-Zehnder (MZM) เมื่อฉันและส่วนประกอบ Q ไม่ได้มีความแตกต่างขั้นตอนของ 90 °สำหรับการส่งสัญญาณข้อมูล ประการที่สองความไม่สมดุลของความกว้างมาจากการที่ไม่สมบูรณ์ของการแปลงดิจิตอลเป็นอะนาล็อก (DAC) หรือผลที่คล้ายกัน หลายวิธีและเทคนิคที่ได้รับการเสนอโดยหลายสถาบัน ยกตัวอย่างเช่นไฮบริดความถี่เวลาชดเชยโดเมนได้รับการเสนอโดย (3-4) เพื่อชดเชยผลกระทบของความไม่สมดุลของช่องไอคิว ส่งสองสัญลักษณ์การฝึกอบรมเหมือนกัน (TS) ลำดับที่จะใช้ในการเรียนรู้ค่าสัมประสิทธิ์ความไม่สมดุลของไอคิว แต่นี้มีความซับซ้อนมากที่จะใช้ในฮาร์ดแวร์ที่ขนขนาดใหญ่ได้อย่างรวดเร็วแปลง (FFT) และทีเอสเท่านั้นที่สามารถประเมินสำหรับความไม่สมดุลของไอคิวและไม่ได้สำหรับซีอีโอ จุงและ et al, (5) ได้รับการเสนอวิธีการชดเชยความไม่สมดุลของการสร้างพื้นที่สี่เหลี่ยมจัตุรัสโดยใช้ขั้นตอน orthogonalization แกรมชมิดท์ (GSOP) ก นี้แสดงให้เห็นว่าข้อเสียขั้นต่ำ 1000 ได้รับสัญญาณการสุ่มตัวอย่างมีความจำเป็นสำหรับค่าเฉลี่ย I และ Q ซึ่งนำไปสู่ความล่าช้านานและการคำนวณยาว เมื่อเร็ว ๆ นี้เหงียนและเอตอัล (6) ได้รับการเสนอ IQ ชดเชยความไม่สมดุลโดยการประมาณอัตราส่วนสัญญาณต่อเสียงรบกวน (SNR) ของที่ได้รับสัญญาณที่ขั้นตอนที่ได้รับจะถูกปรับ หากขั้นตอนการปรับจะถูกจับคู่ความไม่สมดุล IQ ถูกยกเลิก ดังนั้น SNR จะถึงจุดสูงสุด อย่างไรก็ตามในช่วงของการปรับแต่งขั้นตอนที่มี จำกัด เพียง-π / 4: π / 4in กระดาษนี้ขั้นตอนวิธีการซับซ้อนต่ำที่มีประสิทธิภาพเพื่อประเมินและชดเชยความไม่สมดุลของไอคิวและซีอีโอโดยใช้สองลำดับการฝึกอบรม (TS) จะเสนอ TS ที่จะใช้ในการเรียนรู้ค่าสัมประสิทธิ์ของทั้งสองผลกระทบ นอกจากนี้ตั้งแต่รบกวนความถี่ภาพเนื่องจากความไม่สมดุลไอคิวจะปรากฏบนคลื่นความถี่ตรงข้ามกับแต่ละอื่น ๆ ; ดังนั้นการกำหนดค่าสัมประสิทธิ์ความไม่สมดุลของไอคิวและซีอีโอแต่ละคน modulates เพียงครึ่งหนึ่งของ subcarriers ส่วนที่เหลือจะปรับจากศูนย์ เห็นได้ชัดว่าวิธีการที่นำเสนอมีการคำนวณเร็วกว่า GSOP และสามารถประมาณความไม่สมดุลทั้งไอคิวและ CFO เนื่องจากข้อมูลที่ใช้ในการประเมินว่าเป็นเพียงครึ่งหนึ่งของขนาด FFT ที่ TS ที่จะตามด้วยสัญลักษณ์ OFDM จำนวนมากจึงเสร็จสิ้นกรอบ OFDM ดังแสดงในรูปที่ 1

ผลลัพธ์ (ไทย) 3:

ในงานนี้ เป็นอุปกรณ์ efficientalgorithm สำหรับเฟสต่อเนื่อง ( ผม ) และพื้นที่ ( Q ) ไม่สมดุล ( สมดุล IQ ) และสัญญาณความถี่ออฟเซต ( CFO ) ค่าตอบแทนภายใต้สีกระจาย ( CD ) และเสียงเฟส ( PN ) สิ่งแวดล้อมเสนอ 2 ) การมัลติเพล็กซ์แบบแบ่งความถี่เหมือนกัน ( ค ) สัญลักษณ์ ได้แก่ การฝึกอบรมลำดับ ( TSS )จะใช้ในการรับและไม่สมดุล ) ค่า IQ CFO ได้โดยการคำนวณความแตกต่างระยะระหว่างสอง TSS . เพื่อให้ได้ภาพที่มีความถี่สัญญาณรบกวนที่เกิดจากความไม่สมดุลผล IQ แต่ละสัญลักษณ์ของ TS ยังเป็นเพียงครึ่งหนึ่งของประเด็นทั้งหมด ส่วนประเด็นที่เหลือจะปรับกับศูนย์ โดยการทำเช่นนี้ไอคิวความไม่สมดุล coefficientsare โดยตรงโดยไม่ต้องผลการคำนวณประมาณการความต้องการ นี้นำความซับซ้อนต่ำเพื่อดำเนินการในฮาร์ดแวร์ สมรรถนะของระบบจำลองจะถูกประเมินโดยวิธีการจำลองแบบเชิงตัวเลขที่ข้อผิดพลาดเวกเตอร์ขนาด ( EVM ) , อัตราความผิดพลาดบิต ( เบอร์ ) และ ค่าเฉลี่ยความคลาดเคลื่อนกำลังสอง ( MSE ) ปริมาณที่ใช้เป็นตัวชี้วัดประสิทธิภาพการจำลองเชิงตัวเลขผล พบว่า ประสิทธิภาพของการจำลองระบบปรับปรุงเป็นอย่างมาก แม้ว่าช่องทางสูงกระจายตัวและเสียงเฟสจะพิจารณา .
ชดเชย ( CFO ) และเสียงเฟส ( PN ) ตามลำดับ กระดาษนี้จะพิจารณาชดเชยทั้งหมดเหล่านั้น แต่เพียงขนาดและเฟสไม่สมดุล ในการแสดงตนของบริษัทจะเน้นการกระจายและภายใต้สีอื่นๆในการปฏิบัติ ความไม่สมบูรณ์ของโมดูเลเตอร์และอุปกรณ์ดีมอดูเลเตอร์สร้างเฟส ( ฉัน ) และพื้นที่ ( Q ) ไม่สมดุล ( สมดุล IQ ) อย่างไรก็ตาม ผลกระทบที่สามารถจะมีลักษณะเป็นสองประเด็นหลักหนึ่งคือระยะที่คุณจับคู่ที่ระยะความไม่สมดุลของตัวส่งมาจาก modulator ZEHNDER MACH ( MZM ) เมื่อฉันและ Q ส่วนประกอบไม่ได้มีเฟสต่างกัน 90 องศา เพื่อส่งข้อมูลสัญญาณ ประการที่สอง ความไม่สมบูรณ์ของความไม่สมดุลมาจากดิจิตอลเพื่อแปลงอนาล็อก ( DAC ) หรือคล้ายผล หลายวิธีและเทคนิคที่ได้รับการเสนอโดยสถาบันมากมายตัวอย่างเช่น ไฮบริดเวลาโดเมนความถี่ค่าชดเชยได้ถูกเสนอโดย ( 3-4 ) เพื่อชดเชยความไม่สมดุลของ IQ ช่องทางพิเศษ ส่งสองเหมือนสัญลักษณ์ ( TS ) ลำดับการใช้เพื่อเรียนรู้ไอคิวความไม่สมดุลของค่าสัมประสิทธิ์ อย่างไรก็ตาม นี่เป็นความซับซ้อนมากที่จะใช้ในฮาร์ดแวร์ที่ใหญ่ furrier แปลงอย่างรวดเร็ว ( FFT ) และ TS เท่านั้นสามารถประมาณการสำหรับความไม่สมดุลของไอคิว และไม่ใช่สำหรับ CFOชอง และ et al . ( 5 ) ได้นำเสนอวิธีการเพื่อชดเชยความไม่สมดุลของพื้นที่โดยใช้กรัม ชมิดท์ orthogonalization ขั้นตอน ( gsop ) นี้แสดงให้เห็นข้อเสียที่ขั้นต่ำ 1000 ได้รับการสุ่มตัวอย่างสัญญาณควรเฉลี่ยใน I และ Q ซึ่งนำไปสู่ความล่าช้านานและการคำนวณนาน เมื่อเร็วๆ นี้ เ ียน และ et al .( 6 ) มีการเสนอค่าตอบแทน โดยประเมินไอคิว ความไม่สมดุลของอัตราส่วนสัญญาณต่อเสียงรบกวน ( SNR ) ได้รับสัญญาณที่ได้รับ ขั้นตอนคือ ปรับ ถ้าปรับเฟสตรงกัน ไม่สมดุล ไอคิว ถูกยกเลิก ดังนั้น สนร. จะถึงจุดสูงสุด อย่างไรก็ตาม ในช่วงของระยะการปรับแต่งจำกัดอยู่เพียง−π / 4 : π / 4in นี้กระดาษประสิทธิภาพต่ำ - ความซับซ้อนขั้นตอนวิธีการประมาณการและชดเชยความไม่สมดุล IQ และ CFO โดยใช้สองลำดับการฝึกอบรม ( TS ) เสนอ TS ใช้เรียนรู้แบบสองผลกระทบ นอกจากนี้ เนื่องจากความถี่ภาพการรบกวนเนื่องจากไอคิวไม่ปรากฎบนความถี่ที่ตรงข้ามกับแต่ละอื่น ๆ ดังนั้น การตรวจสอบไอคิวและความไม่สมดุลระหว่างบริษัทแต่ละคน modulates เพียงครึ่งหนึ่งของประเด็น . ที่เหลือก็ปรับโดยศูนย์ เห็นได้ชัดว่าวิธีการคำนวณได้เร็วกว่า gsop และสามารถประเมินได้ทั้ง IQ ความไม่สมดุลและ CFO เพราะข้อมูลที่ใช้ในการประมาณการว่ามีเพียงครึ่งหนึ่งของขนาดหน่วย . TS ตามด้วยสัญลักษณ์ค หลายคนจึงเสร็จสิ้นค เฟรมดังแสดงในรูปที่ 1